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作者 標題 [COMM] 選擇寬頻RF接收機架構
時間 2017-07-28 Fri. 22:05:10
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選擇寬頻RF接收機架構
2017年7月25日Peter Delos，ADI航太與國防部門技術主管
本文比較外差接收機、直接採樣接收機和直接變頻接收機架構的優勢和挑戰，並討論與其有關的雜散、系統雜訊和動態範圍，協助設計者善用工程原則選擇最適合應用的架構。
外差接收機(heterodyne receiver)數十年來一直是標準的接收機方案選擇。近年來，由於類比數位轉換器(ADC)的採樣率迅速提高、嵌入式數位處理的採納以及匹配通道的整合，為接收機架構提供了幾年前被認為是不切實際的其他選擇。
本文比較三種常用接收機架構的優勢和挑戰：外差接收機、直接採樣接收機和直接變頻接收機。還將討論對於雜散、系統雜訊和動態範圍的更多考量。本文的目的並非褒揚某種方案而貶抑其他方案，而是試著說明這些方案的優點和缺點，並鼓勵設計者善用工程原則選擇最適合應用的架構。
架構比較
表1比較了外差、直接採樣和直接變頻三種架構。同時顯示了每種架構的基本拓撲和一些利弊。
外差方法業經檢驗，性能出色。實施原理是混頻到中頻(IF)。IF需選擇足夠高的頻率，才能讓實際濾波器在作業頻段中提供良好的鏡像抑制和本地(LO)隔離。當有超高動態範圍ADC可用時，增加一個混頻級來降低頻率也很常見。
此外，接收機增益分佈在不同的頻率上，這使得高增益接收機發生振盪的風險非常小。經由適當的頻率規劃，外差接收機可以實現非常好的雜散和雜訊性能。遺憾的是，這種架構是最複雜的。相對於可用頻寬，其需要的功耗和實體尺寸通常是最大的。
對於較大分數頻寬，其頻率規劃可能非常困難。在當前追求小尺寸、重量輕、低功耗(SWaP)而希望獲得寬頻寬的背景下，這些挑戰難度很大，導致設計人員盡可能考慮其他架構選項。
20170725_ADI_TA31T1表1：接收機架構比較
直接採樣方法是業界長久以來追求的途徑，但其障礙在於難以用相當於直接RF採樣的速度來操作轉換器，以實現大輸入頻寬。在這種架構中，所有的接收機增益都位於工作波段頻率，如果需要較大接收機增益，必須非常小心佈線。如今，在L和S波段的較高奈奎斯特(Nyquist)頻段中，已有轉換器可用於直接採樣。業界正不斷取得進展，C波段採樣很快就能實際使用，接著也將會有X波段採樣出現。
直接變頻架構對資料轉換器頻寬的使用效率最高。資料轉換器在第一Nyquist頻段工作，此時性能最佳化，低通濾波更為簡單。兩個資料轉換器搭配作業，對I/Q訊號進行採樣，從而提高用戶頻寬，又不至於造成訊號交錯的問題。對於直接變頻架構，困擾多年的主要挑戰在於維持I/Q平衡，以實現可接受程度的鏡像抑制、LO洩漏和直流(DC)偏置。近年來，整個直接變頻訊號鏈的先進整合，加上數位校準，已克服了這些挑戰，直接變頻架構在許多系統中成為非常實用的方法。
頻率規劃觀點
圖1顯示三種架構的方塊圖和頻率規劃示例。圖1a為外差接收機示例，高側LO將作業頻段混頻到ADC的第二Nyquist區。訊號被進一步混疊到第一Nyquist區進行處理。圖1b為直接採樣接收機示例。作業頻段在第三Nyquist區進行採樣並混疊至第一Nyquist區，然後將NCO置於頻段中心，數位下變頻至基頻，再進行濾波和抽取，資料速率降低到與通道頻寬相稱的程度。圖1c為直接變頻接收機示例。雙通道ADC與正交解調器對接，通道1對I(同相)訊號進行採樣，通道2對Q(正交)訊號進行採樣。
許多現代ADC同時支援這三種架構。例如，AD9680是一款具備可編程數位下變頻功能的雙通道1.25GSPS ADC。這種雙通道ADC支援雙通道外差架構和直接採樣架構，或共同搭配作業支援直接變頻架構。
20170725_ADI_TA31P1圖1：頻率規劃示例
採用分離式實施方案時，直接變頻架構的鏡像抑制挑戰可能相當難以克服。透過提高整合度並結合數位輔助處理，I/Q通道可以有效地匹配，從而大幅改善鏡像抑制。例如，美商亞德諾(ADI)最近發佈的AD9371，其接收機部份就是一個直接變頻接收機，如圖2所示，注意它與圖1c的相似性。
20170725_ADI_TA31P2圖2：AD9371的接收機部份：單晶片直接變頻接收機
寄生雜訊
任何採用頻率轉換的設計都需要付出很大努力，盡可能使不需要的頻率折頻最小化。這是頻率規劃最微妙的地方，涉及到可用元件與實際濾波器設計的平衡。
20170725_ADI_TA31P3圖3：ADC折疊頻率
圖3顯示ADC輸入頻率和前兩個諧波的折疊與輸入頻率(相對於Nyquist頻段)的關係。當通道頻寬遠小於Nyquist頻寬時，接收機設計人員的目標是選擇適當的作業點，從而將折疊的諧波置於通道頻寬之外。
接收機下變頻混頻器增加了複雜性。任何混頻器都會在元件內引起諧波。這些諧波全部混在一起，產生了其他頻率。圖4顯示了這種效應。
20170725_ADI_TA31P4圖4：下變頻混頻器雜散
圖3和圖4僅顯示截至第三階的雜散。實際上還有其他更高階的雜散，設計人員需要處理由此而來的無雜散動態範圍問題。對於較窄的分數頻寬，細心的頻率規劃可以克服混頻器雜散問題。隨著頻寬增加，混頻器雜散問題成為重大障礙。由於ADC採樣頻率提高，有時候使用直接採樣架構來降低雜散會更切合實際。
接收機雜訊
接收機設計的很多工作都花費在最小化雜訊係數(NF)上。雜訊係數可衡量訊號雜訊比(SNR)衰減程度。
20170725_ADI_TA31E1
元件或子系統的雜訊係數影響是使輸出雜訊功率高於熱雜訊水準，即被雜訊係數放大。
20170725_ADI_TA31E2雜訊功率輸出 = -174dBm/Hz + 增益(dB) + NF(dB)
級聯雜訊係數計算如下：
20170725_ADI_TA31E3
在ADC之前選擇接收機增益以及決定所需的ADC SNR，是接收機總雜訊係數與暫態動態範圍平衡的結果。圖5提出了必須考慮的參數。為了便於說明，接收機雜訊顯示為由ADC之前的抗混疊濾波器形成。ADC雜訊顯示為平坦的白色雜訊，目標訊號顯示為-1 dBFs的連續波(CW)訊號音。
20170725_ADI_TA31P5圖5：接收機 + ADC雜訊
首先，常用單位是dBm或dBFs。根據轉換器滿量程電平和轉換器雜訊密度，可將ADC雜訊從dBFs換算為dBm。此外，雜訊功率與頻寬成比例，故而需要一個常用頻寬單位。某些設計人員使用通道頻寬，這裡我們統一使用1 Hz頻寬，雜訊功率為/Hz。
20170725_ADI_TA31E4ADC雜訊(dBm/Hz) = ADC滿量程(dBm) + ADC雜訊密度(dBFS/Hz)
總雜訊計算如下： 總雜訊(dBm/Hz) = 20170725_ADI_TA31E5
這就導出了ADC靈敏度損耗概念。ADC靈敏度損耗衡量ADC引起的接收機雜訊性能退化情況。為了使衰減最小化，接收機雜訊必須遠高於ADC雜訊。其限制來自動態範圍，且較大的接收機增益會限制能接收而不至於使ADC飽和的最大訊號。
ADC靈敏度損耗(dB) = 總雜訊(dBm/Hz) – 接收機雜訊(dBm/Hz)
因此，接收機設計人員總是要面對動態範圍與雜訊係數平衡的挑戰。
結語
本文簡述外差、直接採樣和直接變頻接收機架構，重點討論每一種架構的優點和挑戰。同時還介紹了接收機設計的最新趨勢和考量。隨著全世界對於更高頻寬的渴望，加上GSPS資料轉換器的進展，預計有許多不同的接收機設計將在未來百花齊放。
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※ 作者: uefangsmith 時間: 2017-07-28 22:05:10
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